| Цель работы – получение законченных аналитических выражений для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ). Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью. Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ приведены примеры расчета.
1 ВВЕДЕНИЕ
Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений.
Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ [1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ. Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов [2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3].
2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ
В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 2.1
Здесь СЗИ
– емкость затвор-исход, СЗС
– емкость затвор-сток, ССИ
– емкость сток-исток, RВЫХ
– сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, СВХ
=.CЗИ
+СЗС
(1+SRЭ
), RЭ
=RВЫХ
RН
/(RВЫХ
+RН
), RН
– сопротивление нагрузки каскада на ПТ, CВЫХ
=ССИ
+СЗС
.
3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ
3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.1,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 3.1
В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением:
, (3.1)
где ; (3.2)
; (3.3)
; (3.4)
; (3.5)
; - текущая круговая частота.
При заданном уровне частотных искажений
 (3.6)
верхняя частота fВ
полосы пропускания каскада равна:
 , (3.7)
где  .
Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения, определяется входной емкостью:
. (3.8)
Пример 3.1.
Рассчитать fB
, RC
, CВХ
каскада, приведенного на рисунке 3.1, при использовании транзистора КП907Б (СЗИ
=20 пФ; СЗС
=5 пФ; ССИ
=12 пФ; RВЫХ
=150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: RН
=50 Ом; YB
=0,9; K0
=4.
Решение.
По известным K0
и S из (3.2) найдем: RЭ
=20 Ом. Зная RВЫХ
, RН
и RЭ
, из (3.3) определим: RС
= 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С0
=17 пФ; = . Подставляя известные и YВ
в (3.7), получим: fB
=227 МГц. По формуле (3.8) найдем: СВХ
=45 пФ.
3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 3.2
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением (3.1), в котором значения RЭ
и С0
рассчитываются по формулам:
; (3.9)
, (3.10)
где СВХ
– входная емкость нагружающего каскада.
Значения fB
и СВХ
каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8).
Пример 3.2.
Рассчитать fB
, RC
, CВХ
каскада, приведенного на рисунке 3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере 3.1) и условий: YB
=0.9; K0
=4; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.
Решение.
По известным K0
и S из (3.2) найдем: RЭ
=20 Ом. Зная RЭ
и RВЫХ
, из (3.9) определим: RC
=23 Ом. По (3.10) и (3.4) рассчитаем С0
=62 пФ; = . Подставляя известные и YB
в (3.7), получим: fB
=62 МГц. По формуле (3.8) найдем: СВХ
=45 пФ.
3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ
Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 3.3
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [6]:
,
где ; (3.11)
; (3.12)
;
СВХ
– входная емкость каскада на ПТ.
Значение fB
входной цепи рассчитывается по формуле (3.7).
Пример 3.3.
Рассчитать K0
и fB
входной цепи, приведенной на рисунке 3.3, при условиях : RГ
=50 Ом; RЗ
=1 МОм; YB
=0,9; CВХ
– из примера 3.1.
Решение.
По (3.11) найдем: K0
=1, по (3.12) определим: = . Подставляя и YB
в (3.7), получим: fB
=34,3 МГц.
4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 4.1,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 4.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:
,
где K0
=SRЭ
; (4.1)
;
;
;
;
;
.
Значение , соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-частотной характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле:
. (4.2)
При заданном значении YB
верхняя частота полосы пропускания каскада равна:
. (4.3)
Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8).
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ
, R0
и С0
принимаются равными:
, (4.4)
где СВХ
– входная емкость оконечного каскада.
Пример 4.1.
Рассчитать fB
, LC
, RC
, CВХ
каскада, приведенного на рисунке 4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB
=0,9; K0
=4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.
Решение.
По известным K0
и S из (4.1) найдем: RЭ
=20 Ом. Далее по (4.4) получим: RC
=23 Ом; R0
= 150 Ом; C0
=62 пФ; = . Подставляя C0
, RC
, R0
в (4.2), определим: LC
опт
=16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3) рассчитаем: fB
=126 МГц. Из (3.8) найдем: CВХ
=45 пФ.
5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 5.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:
,
где K0
=SRЭ
/F; (5.1)
; (5.2)
;
;
;
.
Значение С1опт
, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:
. (5.3)
При заданном значении YB
верхняя частота полосы пропускания каскада равна:
. (5.4)
Входная емкость каскада определяется соотношением:
. (5.5)
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ
и С0
принимаются равными:
, (5.6)
где СВХ
– входная емкость оконечного каскада.
Пример 5.1.
Рассчитать fB
, R1
, С1
, СВХ
каскада, приведенного на рисунке 5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB
=0,9; K0
=4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1.
Решение
. По известным K0
, S, RЭ
из (5.1), (5.2) найдем: F=7,5 ; R1
=32,5 Ом. Далее получим: С0
=62 пФ; = . Из (5.3) определим С1опт
=288 пФ. Теперь по формуле (5.4) рассчитаем: fB
=64,3 МГц. Из (5.5) найдем: СВХ
=23,3 пФ.
6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на рисунке 6.1.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 6.1
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением:
,
где ; (6.1)
;
;
;
;
СВХ
– входная емкость каскада на ПТ.
Значение L3опт
, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:
. (6.2)
При заданном значении YB
и расчете LЗопт
по (6.2) верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна:
 . (6.3)
Пример 6.1.
Рассчитать fB
, RЗ
, LЗ
входной цепи, приведенной на рисунке 6.1, при условиях: YB
=0,9; RГ
=50 Ом; СВХ
– из примера 3.1; допустимое уменьшение К0
за счет введения корректирующей цепи – 2 раза.
Решение
. Из условия допустимого уменьшения К0
и соотношения (6.1) найдем: RЗ
=50 Ом. Подставляя известные СВХ
, RГ
и RЗ
в (6.2), получим: LЗопт
=37,5 нГн. Далее определим: = ; = . Подставляя найденные величины в (6.3), рассчитаем: fB
=130 МГц.
7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рисунке 7.1.
| 
|
|
| а)
|
б)
|
Рисунок 7.1
При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента отражения ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [9]:
. (7.1)
Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения, обусловленное наличием CВЫХ
, составляет величину:
, (7.2)
где – максимальное значение выходной мощности на частоте при условии равенства нулю СВЫХ
; – максимальное значение выходной мощности на частоте при наличии СВЫХ
.
Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при одновременном расчете элементов L1
, C1
по методике Фано [9] позволяет обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным CВЫХ
и fB
, значение максимальной величины модуля коэффициента отражения в полосе частот от нуля до fB
.
В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L1
, C1
, CВЫХ
, рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент , определяющий величину ощущаемого сопротивления нагрузки RОЩ
, относительно которого вычисляется [9].
Таблица 7.1
| 
|
|
|
| 0,1
|
0,18
|
0,099
|
0,000
|
1,000
|
| 0,2
|
0,382
|
0,195
|
0,002
|
1,001
|
| 0,3
|
0,547
|
0,285
|
0,006
|
1,002
|
| 0,4
|
0,682
|
0,367
|
0,013
|
1,010
|
| 0,5
|
0,788
|
0,443
|
0,024
|
1,020
|
| 0,6
|
0,865
|
0,513
|
0,037
|
1,036
|
| 0,7
|
0,917
|
0,579
|
0,053
|
1,059
|
| 0,8
|
0,949
|
0,642
|
0,071
|
1,086
|
| 0,9
|
0,963
|
0,704
|
0,091
|
1,117
|
| 1,0
|
0,966
|
0,753
|
0,111
|
1,153
|
| 1,1
|
0,958
|
0,823
|
0,131
|
1,193
|
| 1,2
|
0,944
|
0,881
|
0,153
|
1,238
|
| 1,3
|
0,927
|
0,940
|
0,174
|
1,284
|
| 1,4
|
0,904
|
0,998
|
0,195
|
1,332
|
| 1,5
|
0,882
|
1,056
|
0,215
|
1,383
|
| 1,6
|
0,858
|
1,115
|
0,235
|
1,437
|
| 1,7
|
0,833
|
1,173
|
0,255
|
1,490
|
| 1,8
|
0,808
|
1,233
|
0,273
|
1,548
|
| 1,9
|
0,783
|
1,292
|
0,292
|
1,605
|
| 2,0
|
0,760
|
1,352
|
0,309
|
1,664
|
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:
 (7.3)
Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада, приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения, вносимые выходной цепью, определяются соотношением:
. (7.4)
Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением (3.2).
Пример 7.1.
Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при RН
=50 Ом, fB
=200 МГц. Определить RОЩ
, уменьшение выходной мощности на частоте fB
и уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и без нее.
Решение.
Найдем нормированное значение СВЫХ
: = == 1,07. Ближайшее значение коэффициента  в таблице 7.1 равно 1,056. Этому значению  соответствуют:  =1,5;  =0,882; =0,215; =1,382. После денормирования по формулам (7.3) имеем: =35,1 нГн; =24 пФ; RОЩ
=36,2 Ом. Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте fB
, обусловленное наличием СВЫХ
, составляет 2,14 раза, а при ее использовании - 1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью, определяется соотношением (3.7). Для условий примера 7.1 = . Подставляя в (3.7) известные и fB
, получим: YB
==0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: YB
= 0,977.
8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 8.1,б. [10].
| 
|
| а)
|
| 
|
| б)
|
Рисунок 8.1
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1
в области верхних частот можно описать выражением [11, 12]:
, (8.1)
где K0
=SRЭ
; (8.2)
;
;
;
;
– сопротивление сток-исток транзистора T1
; ; ; ; ; – нормированные относительно и значения элементов , , , , ; =;  ;  – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; – входная емкость транзистора Т2
; – выходная емкость транзистора T1
.
В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов  , , , вычисленные для ряда нормированных значений , при двух значениях допустимой неравномерности АЧХ .
Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].
Таблица 8.1
|  дБ
|
 дБ
|
| 
|
|
| 0,01
|
1,597
|
88,206
|
160,3
|
2,02
|
101
|
202,3
|
| 0,05
|
1,597
|
18,08
|
32,061
|
2,02
|
20,64
|
40,47
|
| 0,1
|
1,597
|
9,315
|
16,03
|
2,02
|
10,57
|
20,23
|
| 0,15
|
1,597
|
6,393
|
10,69
|
2,02
|
7,21
|
13,5
|
| 0,2
|
1,596
|
4,932
|
8,019
|
2,02
|
5,5
|
10,1
|
| 0,3
|
1,596
|
3,471
|
5,347
|
2,02
|
3,856
|
6,746
|
| 0,4
|
1,595
|
2,741
|
4,012
|
2,02
|
3,017
|
5,06
|
| 0,6
|
1,594
|
2,011
|
2,677
|
2,02
|
2,177
|
3,373
|
| 0,8
|
1,521
|
1,647
|
2,011
|
2,02
|
1,758
|
2,53
|
| 1
|
1,588
|
1,429
|
1,613
|
2,02
|
1,506
|
2,025
|
| 1,2
|
1,58
|
1,285
|
1,351
|
2,02
|
1,338
|
1,688
|
| 1,5
|
1,467
|
1,178
|
1,173
|
2,02
|
1,17
|
1,352
|
| 1,7
|
1,738
|
1,017
|
0,871
|
2,015
|
1,092
|
1,194
|
| 2
|
1,627
|
0,977
|
0,787
|
2,00
|
1,007
|
1,023
|
| 2,5
|
1,613
|
0,894
|
0,635
|
2,03
|
0,899
|
0,807
|
| 3
|
1,61
|
0,837
|
0,53
|
2,026
|
0,833
|
0,673
|
| 3,5
|
1,608
|
0,796
|
0,455
|
2,025
|
0,785
|
0,577
|
| 4,5
|
1,606
|
0,741
|
0,354
|
2,025
|
0,721
|
0,449
|
| 6
|
1,605
|
0,692
|
0,266
|
2,024
|
0,666
|
0,337
|
| 8
|
1,604
|
0,656
|
0,199
|
2,024
|
0,624
|
0,253
|
| 10
|
1,604
|
0,634
|
0,160
|
2,024
|
0,598
|
0,202
|
При известных значениях , , , , расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление . Нормирование значения по формуле: . Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к вычисленному табличного значения . Определение по таблице 8.1 соответствующих значений  , , и их денормирование по формулам:  ; ; . Вычисление значения :  .
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной принимается равной нулю, принимается равным , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле (3.11).
В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения , , ,  следует подставить в (8.1) и найти модуль . Реальная частотная характеристика может быть найдена после денормирования коэффициентов , , по формулам: ; ; .
Пример 8.1.
Рассчитать межкаскадную КЦ усилительного каскада, приведенного на рисунке 8.1, его и при использовании транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB
=100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ -  дБ, =1 кОм.
Решение.
По известным , и найдем: = = =3,67. Из таблицы 8.1 для неравномерности АЧХ  дБ и для ближайшего табличного значения нормированной величины , равного 3,5, имеем:  =2,025, =0,785, =0,577. Денормируя  , и , получим:  =24,8 пФ; L2
=162 нГн; R3
=75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем: K0
=9,5. Вычитая из величину , определим: С1
= =7,8 пФ. Из (3.8) найдем: СВХ
=72,5 пФ.
10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 9.1,б.
| 
|
| а)
|
| 
|
| б)
|
Рисунок 9.1
Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов, конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго порядка.
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1
в области верхних частот можно описать выражением [14]:
, (9.1)
где ; (9.2)
;
;
;
;
 ;
;
RВЫХ1
– сопротивление сток-исток транзистора T1
; СВХ2
– входная емкость транзистора T2
; , , , , – нормированные относительно и значения элементов L1
, R2
, C3
, C4
, L5
, соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение CВЫХ1
равно нулю, а значение СВХ2
равно бесконечности; СВЫХ1
– выходная емкость транзистора T1
; ; – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя.
В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L1
, R2
, C3
, C4
, L5
, вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах  дБ, при допустимом значении  равном  дБ и  дБ, и при условии равенства нулю значения СВЫХ1
и бесконечности - значения СВХ2
.
Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].
Таблица 9.1
| Наклон АЧХ, дБ
|
= дБ
|
= дБ
|
| -6
|
2,40
|
1,58
|
5,85
|
2,34
|
0,451
|
2,43
|
1,21
|
6,75
|
2,81
|
0,427
|
| -5
|
2,47
|
1,63
|
5,53
|
2,39
|
0,426
|
2,43
|
1,22
|
6,49
|
2,90
|
0,401
|
| -4
|
2,49
|
1,65
|
5,23
|
2,48
|
0,399
|
2,41
|
1,20
|
6,24
|
3,03
|
0,374
|
| -3
|
2,48
|
1,64
|
4,97
|
2,60
|
0,374
|
2,36
|
1,18
|
6,02
|
3,20
|
0,348
|
| -2
|
2,42
|
1,59
|
4,75
|
2,74
|
0,351
|
2,32
|
1,16
|
5,77
|
3,36
|
0,327
|
| -1
|
2,29
|
1,51
|
4,59
|
2,93
|
0,327
|
2,30
|
1,15
|
5,47
|
3,50
|
0,309
|
| 0
|
2,09
|
1,38
|
4,49
|
3,18
|
0,303
|
2,22
|
1,11
|
5,23
|
3,69
|
0,291
|
| +1
|
1,84
|
1,21
|
4,49
|
3,52
|
0,277
|
2,08
|
1,04
|
5,08
|
3,93
|
0,273
|
| +2
|
1,60
|
1,05
|
4,52
|
3,91
|
0,252
|
1,88
|
0,94
|
5,02
|
4,26
|
0,253
|
| +3
|
1,33
|
0,876
|
4,69
|
4,47
|
0,225
|
1,68
|
0,842
|
4,99
|
4,62
|
0,234
|
| +4
|
2,69
|
1,35
|
3,34
|
3,29
|
0,281
|
1,51
|
0,757
|
4,97
|
5,02
|
0,217
|
| +5
|
2,23
|
1,11
|
3,43
|
3,67
|
0,257
|
1,32
|
0,662
|
5,05
|
5,54
|
0,198
|
| +6
|
1,76
|
0,879
|
3,65
|
4,27
|
0,228
|
1,10
|
0,552
|
5,29
|
6,31
|
0,176
|
Для расчета нормированных значений элементов L1
, R2
, C3
, C4
, L5
, обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений СВЫХ1
и СВХ2
, следует воспользоваться формулами пересчета [14]:
 (9.3)
где СВЫХ1Н
, СВХ2Н
– нормированные относительно RВЫХ1
и  значния СВЫХ1
и СВХ2
.
При известных значениях  , RВЫХ1
, СВЫХ1
, СВХ2
, расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений СВЫХ1
и СВХ2
по формуле: СН
=. Определение табличных значений элементов , , , , по заданному наклону и требуемой неравномерности АЧХ. Расчет L1
, R2
, C3
, C4
, L5
по формулам пересчета (9.3) и их денормирование.
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной СВЫХ1
принимается равной нулю, RВЫХ1
принимается равным RГ
, а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:
. (9.4)
В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения  ,  , , , следует подставить в (9.1) и найти модуль KU
. Реальная частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования коэффициентов , , , , по формулам: ; ; ; ; .
Пример 9.1.
Рассчитать межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на рисунке 9.1, его K0
и СВХ
при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB
=100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - дБ; наклон АЧХ - 0 дБ.
Решение
. Из таблицы 9.1 для неравномерности АЧХ +
0,5 дБ и наклона АЧХ, равного 0 дБ, имеем:  =2,22;  =1,11; =5,23; =3,69; =0,291. Нормированные значения СВЫХ1
и СВХ2
равны: СВЫХ1Н
= ==1,6; СВХ2Н
==4,24. Подставляя найденные величины в (9.3), получим: L1
H
=2,22; R2Н
=1,11; С3Н
=14,6; С4Н
=0,587; L5Н
=0,786. Денормируя полученные значения, определим: L1
==530 нГн; R2
==167 Ом; С3
==154 пФ; С4
=6,2 пФ; L5
=187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K0
=11,86. Из (3.8) найдем: СВХ
=84,3 пФ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996.
2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а, 1997.
3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997.
4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и связь, 1987.
5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23.
6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. – М.: Связь, 1977.
7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.- 1985.- Вып. 25.
8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных усилителей мощности с применением методов нелинейного программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. - Вып. 26.
9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Связь, 1978.
10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д. Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69.
11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980.
12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1988. - Вып. 27.
13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. - 1993. - №3. - С.60-63.
14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. - С.88-90.
15. Жаворонков В.И., Изгагин Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ с полосой пропускания МГц // Приборы и техника эксперимента. – 1972. - №3. - С.134-135.
|
